JP4263394B2

JP4263394B2 - 限流回路を有する充電ポンプ

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Publication number: JP4263394B2
Application number: JP2001356325A
Authority: JP
Inventors: イー、レイダーウィリアム; ピー、キーソアデイヴィッド
Original assignee: セムテックコーポレイション
Priority date: 2000-11-21
Filing date: 2001-11-21
Publication date: 2009-05-13
Anticipated expiration: 2021-11-21
Also published as: US6504422B1; JP2002204569A; US6794926B2; US20030085752A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源に関し、特に、入力において電圧調整を行う充電ポンプ・スイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電子装置は、広く用いられ、その数も多様性も増加しつつある。例としては、セルラ電話機、パーソナル・デジタル・アシスタント（ＰＤＡ）、携帯コンピュータ、携帯テープ／ＣＤ／ＭＰ３プレーヤ、ハンドヘルド・テレビジョンなどがある。これらの携帯装置は、一般に、ニッケルカドミウム、水素化ニッケル金属、リチウムイオンのような再充電可能な電池、または従来のアルカリ電池のような１回使用型の電池から電力の供給を受ける。これらの電池は、全て時間が経過すると充電を失い、従って単一の定電圧出力を発生しえなくなる。
【０００３】
電池電力により動作する電子装置の設計を簡単化するためには、時間的に変化する電池の出力電圧を一定の所定値に安定化させるか、または調整しなければならない。特に、電池の充電が低下するのに伴い、その出力電圧は、電子装置が必要とする動作電圧より低くなり、電池の電圧の「ブースト」または増加が必要となる。電池などからの入力電圧をもっと高い出力電圧にブーストする１つの方法は、本技術分野において充電ポンプとして公知であるタイプのスイッチング電源を使用する。充電ポンプは、一般に、本技術分野においてバケット・キャパシタまたはブースト・キャパシタとしても公知である１つまたはそれ以上の電荷蓄積キャパシタを含み、入力ノードおよび出力ノードおよび回路接地に対するその相互接続構成は、諸スイッチの回路網により構成される。
【０００４】
充電ポンプは、その効率と入力から出力への電圧をブーストする能力とのために、電子装置の電源として、しばしば線形電圧調整器よりも好ましい。充電ポンプは、使用が容易で比較的低雑音であり、かつ低コストであるために、リアクタンス性素子に基づくスイッチモード電源よりも好ましい。本技術分野において従来公知の伝統的な充電ポンプの広範な使用を妨げてきた要因は、効率が劣っていたこと、および出力負荷電流が制限されていたことである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、本技術分野において充電ポンプとして公知であるタイプのスイッチング電源を提供する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このスイッチング電源は、電池のような電源と負荷との間に直列に接続され、一般に、一定の出力電圧をその負荷に供給する。このスイッチング電源は、スイッチング回路、制御回路および入力保護回路を含む。スイッチング回路は、スイッチの回路網および本技術分野においてバケット・キャパシタとしても公知である電荷蓄積キャパシタを含む。スイッチング回路のスイッチは、スイッチング回路のキャパシタを充放電する制御回路の方向に支配されて選択的に操作され、調整された電圧をスイッチング回路の出力に発生する。この調整された出力電圧は、スイッチング回路の動作を制御する制御回路へ帰還される。その制御回路は、前記出力電圧を基準電圧と比較し、スイッチング回路の動作を制御する信号を発生する。入力回路は、入力の出力電圧に対する異なる比を与える複数のモードを有する。
【０００７】
入力回路は、電源とスイッチング回路の入力との間に直列に接続される。入力回路は、次の３つの機能を行う。１）スイッチング回路のスイッチの電圧ブレークダウンを防止する。２）スイッチング遷移中に電源からの電流を制限する。３）スイッチング遷移中におけるスイッチング回路の入力を通る電流の反転を防止する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明は、本技術分野において一般に、充電ポンプまたはスイッチ・キャパシタ回路と呼ばれるタイプのスイッチング電源に関する。このスイッチング電源は、電池のような電源２６と負荷２４との間に直列に接続され、一般に、一定の出力電圧を負荷に供給する。図１には、代表的なスイッチング電源のブロック図が全体的に参照番号１０により示されている。
【０００９】
スイッチング電源１０は、スイッチング回路１２、制御回路１４および入力回路１６を含む。スイッチング回路１２の機能は、スイッチング回路１２の出力にＶ_OUTで示した出力電圧を発生することであり、この出力は、選択されたレベル間で変化し、Ｖ_INで示した調整された入力電圧から得られる。スイッチング回路１２は、スイッチの回路網および本技術分野においてバケット・キャパシタまたはブースト・キャパシタとしても公知である電荷蓄積キャパシタを含む。スイッチング回路１２のスイッチは、スイッチング回路のキャパシタを充放電する制御回路１４の方向に支配されて選択的に操作され、調整された電圧をスイッチング回路の出力に発生する。この調整された出力電圧Ｖ_OUTは、スイッチング回路１２の動作を制御する制御回路１４に帰還される。制御回路１４は、出力電圧Ｖ_OUTを電圧基準と比較し、スイッチング回路１２を相の間でスイッチするパルス列を発生する。入力回路１６は、電源２６とスイッチング回路１２との間に直列に接続される。
【００１０】
図２は、１つの代表的な実施例であるスイッチング回路１２を示す。スイッチング回路１２は、２つの電荷蓄積キャパシタＣ１、Ｃ２および複数のスイッチＳ１からＳ１０を含む。図２に示されているスイッチング回路１２は、一般に、さまざまな様式で実現される。携帯電子装置への応用に特に適する１つの実施例においては、スイッチＳ１からＳ１０を含むスイッチング回路網は、集積回路上に実現され、さまざまなスイッチは、本技術分野において公知のようにトランジスタを含む。電荷蓄積キャパシタＣ１、Ｃ２は、ここでＣ_OUTとも呼ぶ出力キャパシタ２２と同様にオフチップで取付けられる。
【００１１】
スイッチング回路１２のスイッチＳ１からＳ１０は、電圧の入力ノードおよび出力ノードＶ_IN、Ｖ_OUTのそれぞれに対して、また回路接地に対して複数の異なる構成で電荷蓄積キャパシタＣ１、Ｃ２を構成するために選択的に操作される。この応用の目的のために、スイッチング回路１２のさまざまな構成をモードおよび相に関連して説明する。モードという用語は、固定された利得、すなわち、出力の入力に対する比を集団的に発生する構成の集合またはグループのことをいう。例えば、代表的な実施例のスイッチング回路は、１ｘモード、１.５ｘモード２ｘモードおよび３ｘモードを含む。（１ｘモード以外の）それぞれのモード中にキャパシタＣ１、Ｃ２は、２つまたはそれ以上の構成の間でスイッチ可能であり、その場合、それらは交互に入力電圧により充電され、また出力へ放電される。あるモード内におけるこれらの反復してスイッチされる構成は、与えられた動作モードの「相」と呼ばれる。このようにして、ここで用いられるモードという用語は、独特の利得、すなわち、出力電圧の入力電圧に対する比をもって調整出力を発生するように協働して機能する相の特定の反復シーケンスまたは反復サイクルのことをいう。相という用語は、モードの成分サイクルまたは成分要素である回路構成をいう。それぞれの利得モードは、少なくとも２つの相を含み（１ｘモードは、１つの相のみを含む）、スイッチング回路１２の与えられた実行は、１つより多くのモードを含む。
【００１２】
図３Ａおよび図３Ｂは、スイッチング回路１２のモードおよび相のあるものを簡単化した形式で示す。それぞれのモードおよび相におけるスイッチＳ１からＳ１０の状態は、以下のテーブル１に示されている。
【００１３】
【表１】

テーブル１において、列は、さまざまなモードを表し、行は、異なる相を表す（１ｘモードは除外する）。テーブル１に示されているスイッチは、指示された相中に閉じているものである。
【００１４】
図３Ａは、１.５ｘモードにおけるスイッチング回路の相を示す。１.５ｘモードにおいては、スイッチング回路１２は、相Ａおよび相Ｂとして示されている構成の間でスイッチし、入力電圧Ｖ_INの１.５倍の出力電圧Ｖ_OUTを発生する。相Ａの構成においては、キャパシタＣ１は、Ｖ_INと接地との間に接続され、一方、キャパシタＣ２は、Ｖ_INとＶ_OUTとの間に接続されている。相Ｂの構成においては、キャパシタＣ１およびＣ２は、Ｖ_INとＶ_OUTとの間に逆極性で直列に接続されている。利得が１.５であることは、出力に負荷がなく、キャパシタが定常状態まで充電／放電され、またスイッチに電圧降下がないことを仮定して、数学的に以下のように示される。以下の方程式の目的のために、Ｖ_C1およびＶ_C2をそれぞれキャパシタＣ１およびＣ２の電圧とする。図３Ａの相Ａを検査すると、キャパシタＣ１およびＣ２の電圧は、以下のようになることは明らかである。
【００１５】
【数１】
Ｖ_C1＝Ｖ_IN （１）
Ｖ_C2＝Ｖ_OUT−Ｖ_IN （２）
【００１６】
スイッチング回路１２のスイッチが相Ｂの回路関係を発生させるように構成される時は、（特にＣ１およびＣ２が逆極性で直列に接続されていること、すなわち、それぞれのキャパシタの負に充電される側がノードを共有していることに注意して）以下の関係が観察される。
【００１７】
【数２】
Ｖ_OUT−Ｖ_IN＝Ｖ_C1−Ｖ_C2 （３）
（１）および（２）を（３）に代入すると、
Ｖ_OUT−Ｖ_IN＝Ｖ_IN−（Ｖ_OUT−Ｖ_IN）（４）
２Ｖ_OUT＝３Ｖ_IN （５）
Ｖ_OUT＝（３／２）Ｖ_IN （６）
【００１８】
図３Ｂは、２ｘモードにおけるスイッチング回路１２の相を示す。２ｘモードにおけるスイッチング回路１２は、やはり相Ａおよび相Ｂとして示されている構成の間でスイッチし、入力電圧Ｖ_INの２倍の出力電圧Ｖ_OUTを発生する。相Ａの構成においては、キャパシタＣ１は、Ｖ_INと接地との間に接続され、一方、キャパシタＣ２は、Ｖ_INとＶ_OUTとの間に接続される。２ｘモードにおける相Ａは、１.５ｘモードにおける相Ａと同じであることに注意すべきである。相Ｂの構成においては、キャパシタＣ２がＶ_INと接地との間に接続され、一方、キャパシタＣ１がＶ_INとＶ_OUTとの間に接続される。図３Ｂの回路が２ｘの利得を発生することは、上述におけると同様の解析を用い、以下のように数学的に示される。実際に、相Ａにおいては、方程式は、以下のように同じになる。
【００１９】
【数３】
Ｖ_C1＝Ｖ_IN （７）
Ｖ_C2＝Ｖ_OUT−Ｖ_IN （８）
相Ｂを考えると、以下のように逆になる。
Ｖ_C1＝Ｖ_OUT−Ｖ_IN （９）
Ｖ_C2＝Ｖ_IN （１０）
（８）を（１０）に代入すると、
Ｖ_OUT−Ｖ_IN＝Ｖ_IN （１１）
Ｖ_OUT＝２Ｖ_IN （１２）
【００２０】
スイッチ・モードの充電ポンプは、本技術分野においてはＤＣ−ＤＣ電源と呼ばれているが、出力は、厳密にＤＣではない。相の間のスイッチングと、その結果としてのキャパシタＣ１およびＣ２の充電および放電とのために、「リプル」と呼ばれるＡＣ成分がＤＣ出力上に重ね合わされる。このリプルは、スイッチモード電源の固有の特性である。本技術分野において公知のたいていの充電ポンプは、２つまたはそれ以上の相を充電相および放電相に厳密に分離する。すなわち、全ての電荷蓄積キャパシタは、第１の動作相中に入力電圧により充電され、次に第２の相中に出力に放電させられる。すなわち、充電相中に電流は、出力に供給されない。この動作モードは、出力のリプル成分を悪化させる。これとは対照的に、図３Ａおよび図３Ｂに示されている充電ポンプモードにおいては、電流が双方の相中に出力に連続的に供給される。これは、リプルを減少させるのみでなく、充電ポンプが出力キャパシタ２２を接続することなく、そのようなモードにおいて動作するようにする。
【００２１】
ここで用いられる電流の「連続的」供給という用語は、それぞれのアクティブ相中、すなわち動作相中に電流が電荷蓄積キャパシタから出力に流れることを意味する。当業者が認識するように、相の間のスイッチング、すなわち、入力ノードおよび出力ノードに関連するキャパシタの構成のスイッチングにおいては、充電漏れまたは短絡条件を防止するためにスイッチ操作の重なり合いを避けることが重要である。従って、与えられた応用において、スイッチングの制御は、「ブレーク・ビフォア・メーク」スイッチ操作を行うように設計され、すなわち、ノードを分離するスイッチは、ノードを接続するスイッチが閉じられる前に開かれる。この結果、電流が出力に供給されず、相の間のスイッチングをしている間のトランジエントは、短くなる。そのような電流は、それが充電ポンプの全ての相中に出力に供給されるならば、ここで用いられる意味では、なお「連続的」であると考えられる。
【００２２】
図４は、制御回路１４の機能図である。制御回路１４は、スイッチング回路１２のスイッチＳ１からＳ１０の操作を制御する。制御回路１４は、モード選択回路３０、相発生器３２、電圧基準３４、クロック３６、スイッチ制御回路３８およびスイッチバッファ回路４０を含む。
【００２３】
モード選択回路３０は、供給電圧Ｖ_BATTと電圧基準３４から供給される基準電圧との比較に基づき、充電ポンプ１０の動作モードを決定する。詳細は、後述するように、充電ポンプ１０の総合効率は、モード選択回路３０による実際の供給電圧および負荷に対する適切な動作モードの選択に基づいて増大する。モード選択回路３０は、モード選択信号を相発生器３２に供給し、相発生器３２およびモード選択回路３０の双方は、クロック３６により同期してクロックされる。クロック３６は、周期的クロック信号ＣＬＫと、ＣＬＫＤと呼ばれるＣＬＫ信号の遅延バージョンとを供給する。ＣＬＫおよびＣＬＫＤの双方は、制御回路１４を含むさまざまな論理回路により用いられる。
【００２４】
相発生器３２は、スイッチ制御回路３８にモード信号および相信号を供給し、スイッチ制御回路３８は、これらの信号を用い、スイッチング回路１２のいずれのスイッチを操作するか、また、それらのスイッチをどのようなシーケンスで操作するかを制御する。すなわち、相発生器３２は、モード選択回路３０により選択された動作のモードを定める、スイッチング回路１２におけるスイッチングシーケンスを実現する。スイッチ・バッファ回路４０は、スイッチング制御回路３８から受けた制御信号に応答して、スイッチング回路１２のスイッチを実際に駆動するために必要なオン／オフ・スイッチング信号を供給する。
【００２５】
上述のように、電力消費を最小化して電池寿命を最大化する効率を求めて、入力電圧に対する出力電圧の異なる利得、すなわち、ブースト率を与える複数のモードの必要が生じた。例えば、ニッケル・カドミウム、リチウム・イオンまたは再充電不可能なアルカリ電池のような携帯電子装置に電力を供給する電池は、連続使用により充電を失う。一般に、電池電圧Ｖ_BATTは、電池の有効寿命または充電サイクルを通して次第に減少し、その後、供給される電圧がほとんどなくなるまで、または電圧が供給されなくなるまで急速にその残りの充電を失う。この段階において、電池は、再充電または交換されなければならない。調整された一定の出力電圧Ｖ_OUTを携帯電子装置に供給するためには、充電ポンプは、出力が必要とするよりも高いレベルまで一般に電池電圧をブーストし、その後、出力における線形電圧調整器の使用により、その電圧を必要なレベルまで調整して低下させる。
【００２６】
本発明によれば、充電ポンプ１０は、充電ポンプ１０への入力における電池電圧Ｖ_BATTを調整し、かつ、この所定の電圧を既知の利得率によりブーストすることによって所望の出力電圧を発生することにより、所望レベルの調整された出力電圧Ｖ_OUTを発生する。このアプローチは、以下にさらに説明するように、従来技術の出力が調整される充電ポンプよりも多くの利点を生じる。
【００２７】
充電ポンプ１０が単一のモードで動作するものとすれば、電池の電圧がその有効寿命を通して減少する時に電力を供給するためには比較的に大きい利得が必要とされ、新しい十分に充電された電池の比較的高い電圧は、低レベルまで下がるように厳しく調整される。これは、極めて非効率的である。むしろ、電池が発生する電圧の範囲を通しての効率的な電力調整を行うために、電池電圧Ｖ_BATTが減少する時に必要なもっと大きい利得の充電ポンプを用いる多相アプローチを利用することは、公知である。
【００２８】
図５は、典型的な電池の出力電圧の部分集合上における充電ポンプ１０の電力効率のグラフを示す。電池電圧は、電池の充電が電子装置の動作中に用いられるのに伴い、このグラフの横軸に沿って右から左へ減少する。グラフの縦軸は、充電ポンプ１０の効率を示す。図５に示されているように、グラフの右側の領域においては充電ポンプ１０は、１.５ｘ利得モード（図３Ａに示した構成）にある。図５に示されている例において、１.５ｘ利得により公称５.５Ｖの出力を発生するためには、スイッチング回路１２への入力は、約３.７Ｖであるべきである。３.７ボルトより高い電池電圧においては、入力回路１６の電圧調整器が電池電圧を調整して必要な約３.７ボルトまで下げる。電池電圧が３.７Ｖを大幅に超えている時は、充電ポンプ１０の効率は、入力調整により電力が失われるために悪化する。
【００２９】
電池電圧が３.７ボルトの範囲内まで低下すると、充電ポンプ１０は、最大効率を実現する。その理由は、入力回路１６の電圧調整器がその３.７Ｖを出力をブーストされるべきスイッチング回路１２に直接送るからである。しかし、電池電圧が３.７Ｖより下へ低下し続けると、１.５ｘのブーストは、必要な５.５Ｖの出力を発生しない。すなわち、充電ポンプ１０のもっと強い利得モードが必要になり、制御回路１４は、スイッチング回路１２のスイッチを操作して、（図３Ｂに示されているように）電荷蓄積キャパシタＣ１およびＣ２を２ｘモードに構成する。この段階においては、比較的に高い電圧、例えば３.６Ｖは、２倍されると必要な公称出力の５.５Ｖを超える。
【００３０】
従って、入力電圧は、入力回路１６により調整され、約２.８Ｖまで下げられる。図５のグラフにおけるＶ_BATT＝３.７Ｖの左側での低下は、この電圧調整における電力損失のための非効率を示す。電池電圧が低下を続けると、充電ポンプ１０の効率は、必要な調整が減少するので、次第に増大し、電池電圧が２．８Ｖに近づくと最大効率に達する。同様にして、電池電圧が２.８ボルトより下へ低下すると、スイッチング回路１２は、３ｘ利得モード（図示せず）に構成され、使用可能な電池電圧は、入力回路１６により調整されて約１.８Ｖまで下げられる。このようにして、マルチモード充電ポンプ１０は、比較的に高い効率を維持しつつ、電池電圧Ｖ_BATTの広い範囲において調整された出力電圧Ｖ_OUTを発生する。
【００３１】
マルチモード・スイッチング回路１２のモードの間での変化中には、さまざまな望ましくない効果が現れる。例えば、１.５ｘモードから２ｘモードへスイッチする時には、Ｖ_INノードを通りスイッチング回路１２に至る大きい過渡電流が誘起される。図３Ａを考察すると、相Ａの終了時に電荷蓄積キャパシタＣ１は、Ｖ_INまで充電され、キャパシタＣ２は、１／２Ｖ_INにある。定常状態の条件下においては、相Ｂの終了時に両キャパシタに同じ充電が存在する。２ｘモードにスイッチすると、図３Ｂに示されているように、相Ａの構成は、１.５ｘモードの相Ａの構成と同じで、すなわち、キャパシタＣ１は、Ｖ_INにあり、キャパシタＣ２は、１／２Ｖ_INにある。しかし、図３Ｂの相Ｂにスイッチすると、１／２Ｖ_INの充電を有するキャパシタＣ２は、速やかにＶ_INまで充電しようとし、キャパシタＣ２への入力ノードを通る大きい電流の流れを生じる。
【００３２】
この望ましくない大きい過渡電流は、電池の出力電圧Ｖ_BATTを引き下げ、雑音をシステムに誘起し、過大な電力を消費する。本発明によれば、ここでもっと十分に明らかにされるように、充電ポンプ１０の入力回路１６は、限流能力を有し、すなわち、Ｖ_INノードにおいて過大な電流を検出し、電池からの電流を受入れるレベルに制限する。これは、電荷蓄積キャパシタＣ１およびＣ２が数回の相変化の過程において、それらの新しい値へ充電される時に利得モード間のなめらかな遷移を可能にする。
【００３３】
電池の出力電圧Ｖ_BATTは、一般に時間が経過すると減少するが、厳密に直線的には、または予測可能な様式によってさえ減少しない。周囲温度および湿度のような環境要因、負荷におけるトランジエントおよび電池再充電回路の動作は、全て電池の出力電圧Ｖ_BATTの増加に寄与する。この電池電圧の増加がモードスイッチング・ポイントの近くで起これば、充電ポンプ１０は、高利得モードから低利得モードにスイッチする必要がある。再び、図３Ａおよび図３Ｂを参照し、充電ポンプ１０が図３Ｂの２ｘモードから図３Ａの１.５ｘモードにスイッチする場合を考察する。定常状態条件が成立し、かつ負荷が無ければ、蓄積キャパシタＣ２の正側のノードは、Ｖ_INまで充電され、また蓄積キャパシタＣ１の正側のノードは、２Ｖ_INまで充電される。図３Ａに示されているような１.５ｘモードの相Ａにスイッチすると、これは、２ｘモードの相Ａと同じ構成であるので、Ｖ_OUTは２Ｖ_INに留まる。しかし、１.５ｘモードの相Ｂにスイッチすると、キャパシタＣ２は、電圧レベルＶ_INにある入力ノードに対し２Ｖ_INの電荷を対置する。これは、入力ノードを逆バイアスし、保護がなければ充電ポンプ１０から電池２６に流れる電流を生ずるので、電池を損傷し、また充電ポンプ１０の出力電圧を引き下げる可能性がある。この状況を防止するために、入力回路１６の電圧調整器は、さらに、電池２６の出力からスイッチング回路１２のＶ_INノードを除去する分離スイッチとして役立つ。入力回路１６は、また逆バイアス検出信号を出力し、制御回路１４がさらにスイッチング回路１２のスイッチを開いて、さらに電荷蓄積キャパシタを入力から分離するようにする。
【００３４】
図６には、入力回路１６が示されている。入力回路１６は、電圧調整器５０、差動電圧センサ６０、限流回路６２およびそれに関連する基準トランジスタ６４、逆バイアス保護回路６６を含む。この代表的実施例においては、入力回路１６は、電池２６の出力とスイッチング回路１２の入力ノードとの間に配置される。しかし、限流機能のような、入力回路のさまざまな機能の少なくともあるものは、充電ポンプ１０の別の場所に分散される。
【００３５】
電圧調整器５０は、スイッチング回路１２の出力電圧Ｖ_OUTを基準電圧Ｖ_REFと比較する。調整器５０は、スイッチング回路に供給される入力電圧Ｖ_INが所望の出力電圧Ｖ_OUTを生じるように、電池電圧Ｖ_BATTを調整する。電圧調整器５０は、増幅器５２、パストランジスタ５４および抵抗５６，５８を含む。抵抗５６、５８は、増幅器５２の１つの入力にＶ_OUT電圧の一部を供給する分圧器を形成する。増幅器５２は、増幅器の他の入力に印加された基準電圧Ｖ_REFと分圧器からの出力との差に基づいて誤差信号を発生する。
【００３６】
この誤差信号によりパストランジスタ５４のゲートを駆動することによって、パストランジスタ５４は、Ｖ_INを所望のＶ_OUTの値を生じる電圧に維持するゲートバイアスに保持される。このようにして、充電ポンプ１０の出力は、電圧調整器５０の動作により所望の出力レベルＶ_OUTに連続的かつ自動的に調整される。
【００３７】
スイッチング回路１２への入力電圧Ｖ_INを調整すると、出力電圧Ｖ_OUTを調整する従来技術の方法に比し、いくつかの利点が得られる。特に、スイッチング回路１２の高利得モードにおいては、入力電圧を調整することにより充電ポンプ１０の出力におけるよりも比較的に小さい電圧を調整により下げればよい。この結果、電圧調整器５０は、Ｖ_BATTとＶ_INとの間の小さい電圧差で動作することになる。さらに、最近の集積回路の集積を増大させ、サイズを減少させ、電力消費を減少させると、特徴サイズが小さくなり、すなわち、集積回路ダイに形成されるトランジスタおよび他の部品のサイズが減少する。これらの小さい幾何学的構造は、高速で消費電力が少ないが、高電圧により損傷を受けやすい。特に、スイッチング回路１２を構成するスイッチは、集積回路上の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）または類似の構造により形成される。ＦＥＴは、そのスイッチング端子の間、すなわち、ドレイン・ノードからソース・ノードへの特徴サイズおよび処理技術に依存し、Ｖ_DSで表されるある最大電圧に耐えるのみである。最大許容電圧Ｖ_DSを超えた電圧は、集積回路を永久に損傷し、充電ポンプ１０を動作不能にする。従って、電池電圧Ｖ_BATTを調整して公知の値まで下げ、その後、それをスイッチング回路１２の入力ノードへ印加すれば、過大なＶ_DS電圧がＦＥＴスイッチに加わらなくなる。これは、１つの利得モードから比較的に高い利得モードにスイッチする時に、その高い利得モードの範囲に対し電池電圧Ｖ_BATTが最高値にある時は、特に重要である。
【００３８】
パストランジスタ５４も、充電ポンプ１０が動作モードを変える時に起こる逆バイアス条件中にスイッチング回路１２から電池２６を分離する分離スイッチとして役立つ。この逆バイアス条件は、スイッチング回路１２に関連する電荷蓄積キャパシタの１つがスイッチング回路１２のＶ_IN入力ノードに接続され、それがＶ_BATTよりも高い電圧レベルまで充電された時に起こる。このタイプの条件は、例えば、２ｘモードから１.５ｘモードに変化する時に瞬間的に存在する。オン抵抗が小さいＦＥＴデバイスは、パストランジスタ５４として用いるのに理想的である。しかし、実際のＦＥＴは、ドレインとソースとの間に寄生ダイオードを含み、Ｖ_INがＶ_BATTを超えた時に電流をＶ_IN接続からＶ_BATT接続に逆流させる。従って、Ｖ_DS検出回路６０は、パストランジスタ５４におけるドレイン／ソース電圧を検出し、そのような逆バイアス条件を検出する。
【００３９】
差動増幅器として実現されるＶ_DS検出回路は、逆バイアス保護回路６６に制御信号を供給する。逆バイアス保護回路６６は、パストランジスタ５４をターンオフし、制御信号を制御回路１４に表明して、制御回路１４によりスイッチング回路１２を制御し、それに関連する電荷蓄積キャパシタ１８または２０をＶ_IN入力ノードから切断する。あるいは、その制御信号は、スイッチング回路１２に直接表明されてもよい。このようにしてスイッチング回路１２を制御すると、キャパシタ１８および２０の１つが放電して、パストランジスタ５４の寄生ダイオードを経て電池２６に電流が逆流することが回避される。
【００４０】
逆電流は、比較的強い利得モードから比較的弱いへ遷移する時にも、制御回路１４がスイッチング回路１２を「充電」相（すなわち、図３Ａおよび図３Ｂに示した相Ａ）に強制的に留めることにより制限される。これは、出力への一定の電流を保持し、さらに新しいモードが要求するように電荷蓄積キャパシタを充電することにより弱い利得モードへの遷移を助ける。スイッチング回路１２は、モード変化についての知識に基づきモード変化の時に直ちに制御回路１４により充電モードに留まるように強制される。さらに、制御回路１４は、逆バイアス条件が検出された時に強制的にスイッチング回路１２を与えられたモードにおける充電相とする。
【００４１】
パストランジスタ５４は、さらに、Ｖ_INノードを経てスイッチング回路１２へ通過する電流を制限する。電流制限は、例えば、大きい負荷トランジエントが充電ポンプ１０から過大な電流を引き出そうとする時に、または上述のようにモードをスイッチする時の過渡電流を制限するために指示される。基準トランジスタ６４は、パストランジスタ５４に対する公知の幾何学的配置をもって構成され、パストランジスタ５４と同じドレイン／ソース差動電圧を有するように制御される。限流回路６２は、Ｖ_DS検出回路６０から供給される制御信号に応答して、ドレイン／ソース電圧の制御を行う。パストランジスタ５４と同じドレイン／ソース電圧および同じゲートバイアスを用いることにより、基準トランジスタ６４を通る電流は、パストランジスタ５４を通る電流に対し既知の関係を有する。
【００４２】
限流回路６２は、基準トランジスタを通る電流が与えられたスレショルドを超えた時を検出することにより、パストランジスタ５４を通る電流が比例したスレショルドを超えた時を効果的に検出する。従って、限流回路６２は、パストランジスタ５４を通る電流を所望の最大値に制限するようにセットされる。パストランジスタ５４を通る電流がこの最大値に近づくと、限流回路６２は、パストランジスタ５４のゲートを制御して電流を最大値に制限する。
【００４３】
さらに、比較的弱い利得モードから比較的強い利得モードへ遷移する時に、制御回路１４は、限流回路６２を予充電することにより入力回路１６の限流機能の応答時間を減少させる。限流回路６２の出力は、パストランジスタ５４のゲートに電流を送り、トランジスタ５４を通る電流を制限する。保留されているモード遷移に基づき、制御回路１４は、大きい過渡電流を予測し、モード変化に先立って、限流回路６２がトランジスタ５４のドレインを限流モードにするようにバイアスすることを強制する。その後、限流回路６２は、上述のように、基準トランジスタ６４を通る電流をモニタし、トランジスタ５４を通る対応する電流を制御する。
【００４４】
当業者にとっては、充電ポンプ１０における電流を制御する多くの他の技術がある。例えば、それぞれの相においてスイッチング回路１２の１つまたはそれ以上のスイッチのオン時間の持続を制限することにより電流を制限する。あるいは、特にＭＯＳＦＥＴスイッチを用いた実施例においては、１つまたはそれ以上のゲート／ソース電圧は、スイッチが完全に「オン」状態にならないように制御される。さらに、あるいは、スイッチング遷移に関するスルーレートが長くされる。
【００４５】
このように、本発明を特定の機能、特徴および実施例に関して説明してきたが、本発明の広い範囲内において多くの変形、改変および他の実施例が可能であることは明らかであり、従って、全ての変形、改変および実施例は、本発明の精神および範囲内にあるものとみなされるべきである。従って、本発明の実施例は、全ての点において例示的なものであり、制限のためのものではないと解釈されるべきであり、特許請求の範囲の意味および同等範囲内にある全ての変更は、特許請求の範囲内に包含されるように意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】代表的な回路における充電ポンプを示すブロック図である。
【図２】本発明によるスイッチング回路の１つの実施例を示す概略回路図である。
【図３】Ａは、改善された１.５ｘモードの充電ポンプの概略回路図を２つの相において示す。Ｂは、２ｘ充電ポンプの概略回路図を２つの相において示す。
【図４】充電ポンプ用の制限回路のブロック図である。
【図５】電池電圧の範囲におけるマルチモード充電ポンプスイッチング電源の効率のグラフである。
【図６】限流回路および逆バイアス保護回路を有する入力電圧調整器を示す。
【符号の説明】
１０充電ポンプ
１２スイッチング回路
１４制御回路
１６入力回路
２６電圧源
５０電圧調整器
６２限流回路
Ｃ１キャパシタ
Ｃ２キャパシタ
Ｓ１スイッチ
Ｓ２スイッチ
Ｓ３スイッチ
Ｓ４スイッチ
Ｓ５スイッチ
Ｓ６スイッチ
Ｓ７スイッチ
Ｓ８スイッチ
Ｓ９スイッチ
Ｓ１０スイッチ
Ｖ_OUT 出力電圧

Claims

マルチ構成充電ポンプ電源であって、
ａ）電圧源に接続された入力（Ｖ _ｉｎ）と、
ｂ）安定化出力電圧を発生する出力（Ｖ _ｏｕｔ）と、
ｃ）第１のキャパシタ（１８）および第２のキャパシタ（２０）を含み、それぞれ正および負の端子を有する少なくとも２つのキャパシタ（１８，２０）と、
ｄ）複数のスイッチ（Ｓ１−Ｓ１０）および少なくとも２つのキャパシタ（１８，２０）を含み、前記スイッチの選択的作動により第１の回路構成と第２の回路構成の間で交互し、第１および第２の回路構成の双方の出力に対して連続する電流を提供するスイッチング回路とを含み、
ｅ）第１の回路構成において、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、出力と第２のキャパシタの正の端子を接続する第１のスイッチ（Ｓ１０）、第２のキャパシタの負の端子と入力を接続する第２のスイッチ（Ｓ３）、入力と第１のキャパシタの正の端子を接続する第３のスイッチ（Ｓ４）、第１のキャパシタの負の端子と接地を接続する第４のスイッチ（Ｓ８）を経て、出力と回路接地の間に直列に接続され、第２のキャパシタの正の端子は、第１のスイッチ（Ｓ１０）を経て出力に接続され、第２のキャパシタの負の端子および第１のキャパシタの正の端子は、共に第２のスイッチ（Ｓ３）および第３のスイッチ（Ｓ４）を経て入力に接続され、第１のキャパシタの負の端子は、第４のスイッチ（Ｓ８）を経て接地に接続され、
ｆ）第２の回路構成において、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、入力と第２のキャパシタの正の端子を接続する第５のスイッチ（Ｓ２）、第２のキャパシタの負の端子と第１のキャパシタの負の端子を接続する第６のスイッチ（Ｓ７）、第１のキャパシタの正の端子と出力を接続する第７のスイッチ（Ｓ９）を経て、入力と出力の間に直列に接続され、第２のキャパシタの正の端子は、第５のスイッチ（Ｓ２）を経て入力に接続され、第２のキャパシタの負の端子は、第６のスイッチ（Ｓ７）を経て第１のキャパシタの負の端子に接続され、第１のキャパシタの正の端子は、第７のスイッチ（Ｓ９）を経て出力に接続されるマルチ構成充電ポンプ電源。
マルチ・モード・マルチ構成充電ポンプ電源であって、
ａ）電圧源に接続された入力（Ｖ _ｉｎ）と、
ｂ）各モードで異なる安定化出力電圧を提供する出力（Ｖ _ｏｕｔ）と、
ｃ）入力と出力の間に接続され、少なくとも第１および第２の異なる動作モードで動作する第１および第２のキャパシタ（１８，２０）および複数のスイッチ（Ｓ１−Ｓ１０）を含み、それぞれの動作モードは、スイッチを選択的に作動することにより実行される２つの回路構成を含むスイッチング回路と、
ｄ）スイッチング回路の動作モードを選択し、選択された動作モードの２つの回路構成の間において交互するスイッチング信号を発生する制御回路とを含み、
ｅ）入力電圧の１．５倍の出力電圧を提供する第１のモードにおいて、スイッチング回路は、第１の回路構成と第２の回路構成の間で交互し、第１の回路構成において第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、出力と第２のキャパシタの正の端子を接続する第１のスイッチ（Ｓ１０）、第２のキャパシタの負の端子と入力を接続する第２のスイッチ（Ｓ３）、入力と第１のキャパシタの正の端子を接続する第３のスイッチ（Ｓ４）、第１のキャパシタの負の端子と接地を接続する第４のスイッチ（Ｓ８）を経て、出力と回路接地の間で直列に接続され、第２のキャパシタの正の端子は、第１のスイッチ（Ｓ１０）を経て出力に接続され、第２のキャパシタの負の端子と第１のキャパシタの正の端子は、共に第２のスイッチ（Ｓ３）および第３のスイッチ（Ｓ４）を経て入力に接続され、第１のキャパシタの負の端子は、第４のスイッチ（Ｓ８）を経て接地に接続され、第２の回路構成において第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、入力と第２のキャパシタの正の端子を接続する第５のスイッチ（Ｓ２）、第２のキャパシタの負の端子と第１のキャパシタの負の端子を接続する第６のスイッチ（Ｓ７）、第１のキャパシタの正の端子と出力を接続する第７のスイッチ（Ｓ９）を経て、入力および出力の間で直列に接続され、第２のキャパシタの正の端子は、第５のスイッチ（Ｓ２）を経て、入力に接続され、第２のキャパシタの負の端子は、第６のスイッチ（Ｓ７）を経て第１のキャパシタの負の端子に接続され、第１のキャパシタの正の端子は、第７のスイッチ（Ｓ９）を経て出力に接続され、
ｆ）入力電圧の２倍の出力電圧を提供する第２のモードにおいて、スイッチング回路は、第１の回路構成と第３の回路構成の間で交互し、第３の回路構成において第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、出力と第１のキャパシタの正の端子を接続する第７のスイッチ（Ｓ９）、第１のキャパシタの負の端子と入力を接続する第９のスイッチ（Ｓ１）、入力と第２のキャパシタの正の端子を接続する第５のスイッチ（Ｓ２）、第２のキャパシタの負の端子と接地を接続する第１０のスイッチ（Ｓ６）を経て直列に接続され、第１のキャパシタの正の端子は、第７のスイッチ（Ｓ９）を経て、出力と回路接地の間で出力に接続され、第１のキャパシタの負の端子および第２のキャパシタの正の端子は、共に第９のスイッチ（Ｓ１）および第５のスイッチ（Ｓ２）を経て入力に接続され、第２のキャパシタの負の端子は、第１０のスイッチ（Ｓ６）を経て接地に接続され、
ｇ）スイッチング回路は、さらに第２の動作モードから第１の動作モードへの変化に続く少なくとも１つの回路構成でスイッチング信号を抑制する動作を行うマルチ・モード・マルチ構成充電ポンプ電源。